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Analyseur de réseau vectoriel

NanoVNA-F V2


Choix entre VNA et SA
Présentation du NanoVNa
L’abaque de Schmidt
Interprétation des courbes suivantes
Constance du produit Longueur * Fréquence
Les tests d'antennes
Autres tests
Utilisation de la carte démo de tests
Construction des antennes ressort
Conclusion
Liens

Maj : 23/05/08

Abstract :
After years of experimenting with old, heavy, oversized, expensive, and malfunctioning Cold War-era equipment, I replaced everything with state-of-the-art tools. The NanoVNa was a big surprise, offering high performance at a low price.

Résumé :

Après des années d'expérimentations laborieuses sur des équipements obsolètes datant de la Guerre froide, lourds, surdimensionnés, coûteux et sujets à des dysfonctionnements, j'ai finalement opté pour des outils de dernière génération. Parmi ceux-ci, le NanoVNa s'est avéré être une agréable surprise, offrant des performances remarquables à un prix abordable.

 

nextion  Choix entre VNA et SA

Un VNA (Vector Network Analyzer) et un SA (Spectrum Analyzer) sont deux instruments de mesure différents utilisés en hyperfréquences.
 Le VNA est utilisé pour mesurer les paramètres de réseau tels que la réflexion, la transmission et l'impédance d'un circuit sur une large bande de fréquences. Il est capable de mesurer à la fois l'amplitude et la phase des signaux réfléchis ou transmis.
Un VNA est souvent utilisé pour caractériser les circuits RF tels que les filtres, les amplificateurs et les antennes.
 Le SA est utilisé pour visualiser la densité spectrale de puissance (DSP) d'un signal RF. Il mesure l'amplitude des signaux RF sur chaque fréquence et affiche la DSP en dBm/Hz ou dBm/MHz. Un SA est souvent utilisé pour mesurer la puissance d'un signal RF, trouver les fréquences porteuses d'un signal modulé ou rechercher des interférences RF.
Les VNA sont plus utiles pour les mesures de réflexion et de transmission, tandis que les SA sont plus utiles pour les mesures de spectre et de puissance. Les VNA sont généralement plus précis et ont une résolution plus élevée pour les mesures de paramètres de réseau, tandis que les SA sont plus rapides pour les mesures de DSP et ont une plage de fréquences plus large.
Dans l'ensemble, le choix entre un VNA et un SA dépend des exigences spécifiques de la mesure et de l'application. Les deux instruments sont complémentaires et peuvent être utilisés ensemble pour obtenir une caractérisation complète d'un circuit RF.

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nextion  Présentation du NanoVna-F V2

Le NanoVNA-F V2 est un petit appareil de mesure pour amateurs, dont les performances sont remarquables par rapport à son prix. Les chinois ont copié et amélioré les travaux open source d'un japonais nommé <edy555>, pour mettre sur le marché de nombreuses variantes. Cependant, il est important de ne pas choisir les modèles d'entrée de gamme qui sont souvent médiocres, avec un écran trop petit et des pièces de rebut, et qui ne montent pas très haut en fréquence.
Le modèle NanoVNA-F V2 est considéré comme le meilleur choix du moment. Il monte jusqu'à 3 GHz et coûte environ 130 €, ce qui est un excellent rapport qualité-prix. Il est livré avec de nombreux accessoires de qualité. Il est important de noter que certaines versions ont des prises N, mais il faut faire attention, car les câbles rigides et de gros diamètres peuvent créer des contraintes fortes qui peuvent casser le raccordement avec le circuit interne. Il faut donc renforcer la fixation mécanique des deux prises N et les solidariser.

Ce matériel convient aux petits bricoleurs radioamateurs plutôt qu'aux laboratoires professionnels avec des budgets énormes qui travaillent sur des projets de pointe. Comparé à des matériels HP abandonnés, le NanoVNA-F V2 est plus pratique et plus moderne. Les côtés positifs de cet appareil sont nombreux : son prix abordable, la communauté très active qui l'utilise, son encombrement léger, sa consommation d'énergie réduite, sa capacité à effectuer des mesures simplifiées de TDR, sa fiabilité grâce à des composants modernes et une conception simple. En comparaison, les anciens matériels de la guerre froide sont de moins en moins fiables, leurs composants sont très spécifiques, les circuits, les condensateurs et les afficheurs sont souvent en panne, et les connecteurs s'oxydent facilement.

Il existe des matériels plus modernes et performants chez les grands constructeurs, mais leur prix élevé les rend peu adaptés aux petits bricoleurs. Les côtés négatifs du NanoVNA-F V2 incluent le fait qu'il ne monte pas très haut en fréquence et qu'il n'est pas très rapide pour suivre sur PC l'évolution d'un dispositif en étude. Chaque segment de 101 points prend 1,5 seconde et si la résolution est augmentée, le temps sera proportionnel au nombre de segments. Le logiciel PC <nanovna-saver> peut être capricieux avec des plantages, il est donc important de suivre les mises à jour. Il existe également d'autres logiciels, mais ils semblent moins pratiques.

Lors de l’achat, pensez à rajouter pour quelques euros la très astucieuse petite plaquette de démonstration de l’abaque de Schmidt "RF Demo Kit".

 

Les avantages du NanoVNA sont nombreux. Tout d'abord, son prix est bien inférieur à celui des anciens modèles HP. De plus, il bénéficie d'une communauté très active, qui a publié de nombreuses ressources pour aider les utilisateurs à progresser dans leur utilisation de l'appareil.

En termes d'encombrement, de poids et de consommation d'énergie, le NanoVNA est également très avantageux par rapport aux anciens blocs de mesure. Son interface USB permet de le piloter facilement depuis un ordinateur, et il permet des mesures simplifiées de TDR.

La fiabilité est également un point fort du NanoVNA. Ses composants modernes et sa conception simple le rendent beaucoup plus fiable que les anciens matériels de la guerre froide, qui chauffent beaucoup, présentent des circuits très spécifiques, et ont tendance à s'oxyder et à accumuler des mauvais contacts.

Cependant, le NanoVNA présente également certains inconvénients. Tout d'abord, sa plage de fréquences ne va que jusqu'à 3 GHz et il ne descend pas très bas, ce qui peut limiter son utilité pour certaines applications. De plus, sa vitesse de mesure est inférieure à celle de certains modèles plus coûteux, ce qui peut rendre l'analyse de certains dispositifs plus longue. Chaque segment de 101 points prend 1,5 seconde, et l'augmentation de la résolution entraîne une augmentation proportionnelle du temps de mesure.

Enfin, le logiciel PC nanovna-saver : version 055 Windows début 2023, le suivant 0.6.3 est en Python. Voir aussi les autres logiciels disponibles.

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nextion L’abaque de Schmidt

Ce chapitre ne vise pas à être exhaustif sur l'abaque de Schmidt, qui est un sujet abordé dans de nombreuses autres sources. Nous allons plutôt nous concentrer sur une utilisation simpliste du VNA (Virtual Network Analyser) pour comprendre et optimiser une antenne.
Je reprends ici un dessin de l’ARRL handbook qui montre la constitution simplifiée de l’abaque de Schmidt.

Le logiciel permet d'afficher trois représentations du coefficient de réflexion S11 : l'abaque de Smith, la puissance de retour, et le VWSR (Voltage Standing Wave Ratio), ainsi que le gain en transmission S21. Cet outil est très utile pour adapter les impédances, mais l'abaque seule ne suffit pas à comprendre le fonctionnement d'un dispositif. Il est important de se référer aux autres courbes pour obtenir une vue d'ensemble.


Prenons l'exemple d'une charge purement résistive. Son point représentatif est au centre de l'abaque, ce qui indique une charge parfaite de 50 Ohms, sans aucune composante capacitive ou selfique. Le retour est très faible (-55 dB), le VSWR est parfaitement égal à 1, mais il n'y a pas d'accord en fréquence. Toute l'énergie est dissipée dans la charge sans aucun rayonnement, ce qui est le contraire de ce que l'on recherche pour une antenne.

Une antenne "parfaite" aurait son point sur l'abaque près du centre, ce qui signifie qu'elle est bien adaptée en impédance, comme une charge de 50 Ohms. Cependant, elle devrait également avoir un pic de résonance élevé autour de la fréquence d'intérêt pour rayonner efficacement. La géométrie de l'antenne affecte également d'autres paramètres, tels que la bande passante, la polarisation et la directivité, mais nous n'en parlerons pas ici.

Il convient de noter que la partie basse du diagramme de l'abaque représente une impédance capacitive, tandis que la partie haute représente une impédance inductive. Cela signifie que l'antenne peut présenter des comportements capacitifs ou inductifs à différentes fréquences, ce qui peut affecter sa performance.

En somme, l'abaque de Schmidt est un outil puissant pour comprendre et optimiser les antennes, mais il est important de le compléter avec d'autres courbes et paramètres pour obtenir une vue d'ensemble.

arrl

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nextion Interprétation des courbes suivantes

Toutes les valeurs absolues sont en dBm, on ne parlera de dB que lors de soustraction de courbes pour comparaisons.

<S11> : coefficient de réflexion à l'entrée lorsque la sortie est adaptée, c'est la courbe d'adaptation.

<S21> : coefficient de transmission direct lorsque la sortie est adaptée.

Dans un monde parfait, en utilisant un VNA (Virtual Network Analyzer), on peut obtenir des mesures précises de l'adaptation d'une antenne en impédance et de son coefficient de réflexion S11. Pour cela, on peut calibrer l'appareil sur une ligne ouverte ou fermée (Z = infini ou 0 Ohm), ce qui permet d'obtenir une réflexion totale à phase constante ou opposition, renvoyant toute la puissance vers l'entrée du générateur. On peut alors régler la référence à 0 dBm.

En chargeant la ligne avec une charge adaptée parfaite, qui absorbe toute la puissance, il ne devrait y avoir quasiment aucun retour, et S11 devrait descendre très bas, généralement en dessous de -40 dB (relatifs au 0 dBm). C'est ce que l'on appelle le plancher de référence, et c'est la limite donnée par la qualité du matériel. Il est également possible de tester la qualité de ses charges 50 Ohms et leur plage utilisable en utilisant cette méthode.

En chargeant la ligne avec une antenne, des résonances peuvent apparaître sur une large bande de mesure. Si l'antenne est bien conçue, S11 plonge à la fréquence d'accord, qui est la seule qui nous intéresse. Il est possible de mesurer la plage d'accord à 3 dB autour de ce minimum en resserrant la bande d'examen. La calibration est indispensable pour obtenir des valeurs fiables, et elle peut être mémorisée dans plusieurs tables en fonction du contexte.

Pour comprendre le fonctionnement d'une antenne sans étudier la théorie complexe qui l'entoure, il est possible d'utiliser un simulateur d'antenne. Les simulations sont très proches des vraies mesures.

Le diagramme de rayonnement d'une antenne est très important, car l'énergie est répartie de manière très différente d'une géométrie à l'autre. Une analogie simpliste est celle d'un phare qui concentre l'énergie d'une petite lampe dans un faisceau fin et puissant grâce à une lentille de Fresnel. Un simple brin est omnidirectionnel, tandis que les antennes multi-éléments sont directives.

Quand on construit une antenne, le passage du prototype à l’analyseur de spectre (voir SignalHound  ), ou de réseau comme dans cette page, montre les multiples choix, suivant la disposition du plan de masse et la polarisation (horizontale, verticale, circulaire, …), la géométrie choisie. En plus de la raie calculée, beaucoup d’autres apparaissent liées aux divers modes de résonance, et le ROS (Rapport Ondes Stationnaires) est souvent décevant.
Si l’antenne est très pointue, elle résonnera sur le pic choisi, mais le moindre glissement de fréquence écroulera son rendement.
Si la géométrie privilégie un spectre à large bande passante, le gain sera faible. Un fil fin sera à bande étroite, la bande s'élargit avec l'élargissement de la largeur de l'antenne car la conduction se fait en surface.
Pendant les mesures, la proximité d’objets (comme la main) entrainera de profondes modifications des courbes.

Attention aussi aux interprétations erronées. Si l’on construit une antenne dans une boîte métallique, elle peut avoir des courbes relevées parfaites, mais elle n’émettra strictement rien, cela pour dire que ces mesures ne sont qu’une partie du test d’antennes.
L’analyse du rayonnement, antenne en situation est bien plus complexe et déterminant pour estimer les performances.

Si l'espace disponible est limité et qu'il est impossible de monter des contrepoids idéalement positionnés tels qu'une ground-plane, il est possible d'utiliser du fil téléphonique isolé pour réaliser des contrepoids distribués au mieux et pliés dans le boîtier afin d'éviter les courts-circuits. Bien que les performances ne soient pas exceptionnelles, le résultat sera meilleur qu'avec aucun contrepoids du tout. Il peut être difficile de mesurer la performance de l'antenne à la base en utilisant un analyseur de réseau vectoriel, mais cette étape est indispensable pour optimiser au mieux les réglages.


La calibration

Afin d'obtenir des mesures fiables et précises, il est important de suivre une procédure de calibration avant de mesurer un composant (DUT = Device Under Test). La calibration doit être effectuée chaque fois que l'on change de bande de fréquence ou que l'on ajoute des câbles pour tester un matériel. Il est également possible de sauvegarder et de rappeler plusieurs profils de calibration pour gagner du temps.


Le risque électrostatique

Les décharges électrostatiques peuvent endommager gravement le matériel électronique, notamment lors de la manipulation de MosFets, de l'utilisation du SignalHound    et du Nano VNA. Pour éviter ce risque, il est fortement recommandé d'utiliser un tapis antistatique relié à la terre, idéalement par une prise secteur. Il convient également de veiller à la qualité de la mise à la terre de l'équipement. Les PC portables présentent un risque accru car leur sortie 19,5 V est flottante et la mesure entre le négatif de l'USB et la masse du VNA par rapport à la terre fluctue de quelques dizaines de volts, tandis que les charges statiques sont en kilovolts, largement suffisantes pour endommager l'entrée d'un VNA ou d'un analyseur de spectre. Il est donc essentiel de prendre les mesures nécessaires pour éviter les décharges électrostatiques.
La liaison entre le tapis et la terre est prévue avec une résistance du MOhms pour réduire les risques d’électrocution de l’opérateur. Cela semble énorme mais approuvé par les professionnels comme HP.

Les prises SMA sont également sujettes aux risques d'endommagement en cas de mauvais serrage, qui peut empêcher la conduction sur la masse et entraîner des claquages statiques. Il est recommandé d'utiliser une clé dynamométrique dédiée pour serrer correctement les prises SMA, sans forcer.
Toujours toucher la prise SMA libre et celle de l’objet à brancher avant de faire contact.

Enfin, lors de la mesure de longues antennes, il est important de prendre en compte les potentiels destructeurs qui peuvent être présents. Une protection à l'entrée par deux diodes BATxx montées tête bêche sur deux embases SMA peut éviter les dommages causés par ces potentiels destructeurs sans perturber les mesures en décamétrique.

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nextion Constance du produit Longueur * Fréquence

Nous allons vérifier dans les chapitres suivant que pour une technologie donnée (antenne quart d’onde ou dipôle, tronçon de câble, ...) le produit <Longueur * Fréquence> est une constante.
Si vous doublez la longueur, la fréquence sera approximativement divisée par 2.
Cependant, ce n’est pas rigoureux en raison des capacités réparties et de la résistance physique, de l’effet de surface, etc. Ainsi, un tronçon près de la source sera différent de celui près des extrémités.
Vous pouvez le vérifier en mesurant finement les fréquences des pics de <S11 return> sur une antenne ou une ligne, et en reportant les résultats sur une courbe Excel.
Cette courbe ne sera pas une droite car il y aura des variations dues aux effets mentionnés. Un exemple de tel phénomène peut être observé sur cette feuille Excel où les écarts de fréquence visibles sur la deuxième courbe ne sont pas des erreurs de mesure, mais plutôt le résultat d'une résonance curieuse en milieu du câble du kit de 60 cm.

Antenne quart d’onde décrite plus loin, L = 0.173 m, F = 428 MHz : L * F = 0.173 * 0.99 * 428 = 74

La relation générale Lambda = c /F, montre cette proportionnalité :
Avec L = longueur physique, k étant le nombre de d'ondes entières, la longueur équivalente Lambda = L/ k

Nous sommes en quart d’onde, il faut donc multiplier la longueur physique par 4 et tenir compte du facteur de raccourcissement d'environ 1%, <L> longueur équivalente est plus grande que la longueur physique :
Nous vérifions ainsi le produit cité en début de chapitre (F en MHz) : L * (1.01) * 4 * F = c ---> L * F = c /(1.01 * 4) = 300 /4 = 75

Nous retrouverons plus loin la même proportionnalité dans les câbles coaxiaux qui ont un facteur supplémentaire dépendant de la nature de l’isolant, la constante diélectrique relative <εr>.

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nextion Les tests d'antennes

Antenne ressort courte du HC12 nextion

En enroulant une antenne quart d’onde sous forme de ressort, la fréquence baissera ; le diamètre et l’espacement des spires jouent aussi, il faudra partir d’une longueur de fil double pour arriver à l’accord voulu. La forme ressort sert simplement à diminuer l’encombrement
J’ai reçu deux versions pour le HC12, mais il doit en exister d’autres, c’est du grand n’importe quoi !

La version courte résonne sur 490 MHz

Antenne ressort longue du HC12 nextion

La version longue résonne sur 363 MHz. Cela tombe dans une plage utilisée en Asie pour les télécommandes mais n’a rien à voir avec notre bande UHF.

Chaque HC12, est livré avec une antenne ressort centrée au hasard et sans plan de masse, donc le rendement sera très mauvais. Il faut toutefois nuancer, il n’y a pas de plan de masse structuré stricto sensu, mais le circuit du HC10, la batterie ou le câble d’alimentation constituent un palliatif de contrepoids difficile à caractériser et dépendant de la position de l’antenne axiale ou perpendiculaire à la plaque. La simple mesure de la fréquence de résonance du ressort n’est qu’un des éléments.

Construction de ressorts

En fin de page, recettes de cuisine pour construire des antennes enroulées.

 

Dipôle "parfait" 2*17 cm

Résonance 428 MHz -> R = 50 Ohms et pas de composante réactive -> ROS parfait

Considérons le quart d’onde linéaire, c’est un bout de fil cuivre (diamètre 1 mm) vertical de 17.3 cm. On doit appliquer un facteur de raccourcissement, du aux capacités réparties du brin d’antenne, autour de 0.98 suivant le diamètre, donc rallonger le brin de plus de 10%, pour le recouper délicatement ou créer des spires lors des mesures finales.
Si le brin est trop court, la soudure d’un petit disque laiton en bout de fouet sera très efficace augmentation de la capacité). C'est un dipôle car le contrepoids est un brin identique, mais l'angle est critique.

Il vaudra mieux utiliser ces simples bouts de fil pour augmenter très sensiblement la portée

Ce même dipôle parfait 2*17 cm au bout de 50 cm de câble

Résonance 424 MHz -> R = 59 Ohms + capacité 14.6 Ohms

La fréquence est plus basse à cause de la capacité parallèle répartie du câble (très haute qualité, hyper).

TDR (Time Domain Reflectometer)

Un VNA peut être utilisé comme TDR (Time Domain Reflectometer) pour analyser un réseau, en particulier pour caractériser des câbles. Cependant, ces mesures de TDR sont plus délicates qu'il ne semble et il est important de consulter les datasheets pour connaître le type d'isolant et le coefficient de vélocité du câble.
Un TDR est essentiellement un oscilloscope qui montre l'évolution d'un signal se propageant sur une ligne. À gauche de l'échelle, une impulsion est émise au top zéro et lorsqu'elle se réfléchit en bout de câble, un palier apparaît. La mesure du temps sur l'échelle peut être convertie en longueur en appliquant le coefficient de vélocité. Par exemple, pour un câble de 50 Ohms de diamètre externe 11 mm avec un isolant en polyéthylène plein et un coefficient de vélocité de 0,66, la longueur calculée de 7,15 m correspond exactement à la mesure physique au décamètre.

Une plage quelconque de fréquences peut être utilisée pour ces mesures, mais il est recommandé de monter haut en fréquence pour obtenir un WSR (rapport signal/bruit) plus élevé et faciliter le positionnement des curseurs sur les pics. Pour la localisation des défauts (DTF Distance to Fault), il est possible d'affiner la trace avec un filtre passe-bande en accédant au menu Transform : Display/Transform/lowpass impuls/back/transform on/velocity factor 66x1.

Il n'est pas possible de mesurer la première résonance en bande basse avec ce VNA car il ne descend pas assez bas et le VSWR (rapport d'ondes stationnaires) est énorme dans ces plages. Si le câble est court-circuité, cela provoque un décalage d'une demi-période (changement de phase de Pi radians). Par exemple, pour un exemple entre 2,9 GHz et 2,95 GHz avec des curseurs placés sur les pics, le décalage est d'environ 14 MHz (mesure sur 2 périodes). Le pic 1 est donc sur la 207ème résonance et le pic 2 sur la 209ème.

La relation entre la longueur d'un câble coaxial et sa fréquence de résonance est donnée par la formule suivante :

L = v / (2 * f * √(εr)))

 L est la longueur du câble en mètres
 εr est la constante diélectrique (permittivité) relative du matériau diélectrique du câble, de 2.04 pour du PTFE de 2.2 à à 2.4 pour du polyéthylène plein
 v est la vitesse de propagation du signal électromagnétique dans le câble, qui dépend du coefficient de vélocité du matériau diélectrique du câble.
Nous prendrons un coefficient de vélocité pour ce câble de 1/εr-2 = 1/ 2.29-2 = 0.66 - > v = c*0.66 = 2 * 108 m/*s
 f est la fréquence de résonance du câble en Hertz. La notation √(x) signifie la racine carrée de x, qui s'écrit aussi x-2
L = (v / (4* f * √(εr)))

L = (0.66*3*108)/(4*14*106* √(2.29)) = 7.15m

Ce câble coaxial dont la fréquence de résonance est de 14 MHz et la constante diélectrique relative εr=2.29 mesure bien 7,15 mètres.

Quart d'onde en cuivre large

C'est une plaque de 13*3 cm. L'accord est sur 435 MHz, ce qui correspondrait à un brin un peu plus court que celui du dipôle précédent, vers 17 cm.
L'augmentation de la surface (plaque ou gros diamètre) équivaut à un rallongement et baisse la fréquence d'accord.
L'impédance est de 63 Ohms, avec une composante fortement capacitive de -11 Ohms ----> Les performances sont décevantes.

Quart d'onde gros diamètre + contrepoids -> Dipôle

Nouvelle antenne taillée à peu près pareil (17 cm, deux brins), mais au lieu d’un câble d’électricien de 1 mm, cette fois utilisation de la gaine cuivre d’un coaxial rigide de 3.5 mm de diamètre
La bande passante est beaucoup plus large que pour le dipôle fin : 444-432 = 12 MHz à -3dB, centrée sur 431.6 MHz, mais le ROS est beaucoup moins bon, VWSR = 1.4 seulement, et retour à -15 dB
Ici par exemple, l’angle des deux brins contrepoids est d’environ 100 degrés, mais une légère variation influence beaucoup sur la résistance et sa partie imaginaire. En bricolant finement les angles, on arrive à 50 Ohms, imaginaire nul, mais cela n’a pas beaucoup de sens, car on ne sait rien sur le rayonnement !
Attention de ne pas en tirer de conclusions trop hâtives !

Antenne NRF24

C'est l'antenne caoutchouc de 10 cm livrée avec la petite carte NRF24.
C'est une grande surprise, elle est bien centrée en 2.54 GHz, très bon ROS et 50 MHz de bande passante.

Antenne WiFi caoutchouc 18 cm

Centrée trop haut sur 2.74 GHz.

Antenne Baofeng en spectre large

Antenne d'origine caoutchouc de 17 cm. Calibrage avec un jeu de de bouchons femelles.
Il y a bien deux accords, mais visiblement pas ceux espérés, Comme le montrent les deux détails suivants cette antenne est très médiocre, il sera préférable de la remplacer !

Antenne Baofeng détail en VHF

L'antenne est centrée trop bas, en 142 MHz
Elle couvre de 139.8 à 145.9 MHz, donc la bande VHF de 144 à 146, mais avec ROS et rendement déplorables en VHF,

Antenne Baofeng détail en UHF

Marqueur <1> en début de bande 430 MHz, marqueur <2> en fin de bande amateur 440 MHz.
L'antenne est centrée beaucoup trop haut sur 410 marqueur sur <2>, c'est à dire totalement hors bande. ROS et rendement déplorable en UHF,
Elle serait très correcte en 410.8 MHz

Antenne Nagoya biBande NA-771 de 40cm pour Baofeng

Investissement supplémentaire de 2.43€. Marqueur <1> en 144 MHz, marqueur <2> en fin de bande amateur 432 MHz.
L'antenne est centrée sur le marqueur 3 vers 200 MHz elle est complètement désaccordée dans les bandes amateurs.
La documentation indiquait : Gain en 144 MHz 2.15 dB, en 430 MHz 3 dB, mais les mesures chinoises n’ont rien à voir avec celles du reste du monde… ---> Poubelle

Antenne Comet GP-6 en spectre large

Cette antenne bibande a été installée en 2002 avec 20 m de très bon coaxial. Longueur 3.07 m. 4 radians. Elle est toujours fabriquée.
Mes deux autres Comet ont été détruites par la foudre. Les tri-bandes (1.2 GHz), plus longues, n'ont pas résisté au Mistral. Je m’attendais au pire, après tout ce temps exposée aux intempéries, mais la surprise a été bonne !
Elle a aussi un accord en 235 MHz (mais ce n'est pas une bande HAM en France). Elle est exactement dans les spécifications d'époque du constructeur.
Cette page montre les problèmes de dégradation des antennes : Antennes et foudre .
Voir son spectre large :

Antenne Comet GP-6 détail en VHF

Bien centrée en milieu de bande VHF, couvre toute la bande amateur avec un excellent ROS.

Antenne Comet GP-6 détail en UHF

Bien centrée milieu de bande UHF, couvre toute la bande amateur avec un excellent ROS.

Antenne fractale FR05-S1-R-0-105

Fabriquée par Ignion qui peut réaliser des designs à la demande.
Sa taille est seulement de 19*7 mm, centrée sur 2.334 MHz

Double quad

Carrés de 30 mm de côté, gros fil de diamètre 1.7 mm, espacement 15 mm. Accord sur 2.42 GHz -> L=c/F = 300/2.42 = 124 mm
Le périmètre du carré, 30*4 est égal à la longueur d'onde, aux quelques pour cent près du au raccourcissement et aux imprécisions de la construction.
La forme peut être quelconque, ou circulaire, avec pi*D= 124 mm, soit un diamètre de 39.5 mm
Le ROS pourrait être amélioré en ajustant plus finement l'espacement, autour du huitième de la longueur d'onde, et le parallélisme par rapport au plan réflecteur.

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nextion Autres tests

Petit coaxial

Utilisation des deux petits câbles bleus livrés avec le kit chargés en 50 Ohms, diamètre 3.2 mm (Type RG 402 ?? à confirmer). Fréquences relevées au minimum de S11 :
Câble de 20 cm --> F = 520 MHz
Câble de 60 cm --> F = 177 MHz
Câbles en série, environ 82 cm avec le raccord --> F = 129 MHz

<εr> est la constante diélectrique (permittivité) relative du câble, ici environ 2 pour du Téflon, soit un coefficient de vélocité de 1/√εr = 1/√2 = 0.7, ce qui donne les bonnes longueurs en TDR.

F = Vitesse dans le câble / (2 * longueur) = c * 0.7 / (2*0.2 ) = 525 MHz, très conforme à la valeur mesurée, aux incertitudes près pour le câble de 20 cm

Charge 50 Ohms en direct

Sans cette ligne intermédiaire, la charge en direct sur la sortie VNA serait évidemment le point central.
Il existe une grande variété de qualités dans les charges SMA 50 Ohms, les meilleures (rares) montent très haut en GHz avec des retours à mieux que -70 dB, d’autres pourtant d’aspect voisin, sont lamentables.
Un tri parmi mon stock m’a fait jeter une douzaine des plus mauvaises.

Atténuateur 6 dB

C’est un atténuateur hyper de haute qualité (INMET 64671), mais l’atténuation n’est jamais constante sur une large plage.
Valeurs calculées pour un flltre en <T> de 6 dB sur 50 Ohms : 2 * 16.5 + 66.9 Ohms, vérifiées à l'ohmmètre
Voir la courbe de gain S21, le point à -6dB est sur 1.5 MHz.

Filtre passe-bande à lignes 1.25 GHz

Réalisation amateur. Il est sur 1250 MHz, bande passante 80 MHz.
Les deux condensateurs permettent de faire largement varier la fréquence et d'ajuster la symétrie avec précision

Quartz 24 MHz

Le marqueur 2 est sur la fréquence de résonance série de 24 MHz, le marqueur 3 est sur la fréquence de résonance parallèle de 24.0935 MHz.

Circulateur Radiall R460 506

Très pointu sur 1870 MHz, adaptation parfaite.

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nextion Utilisation de la carte <RF Demo Kit>

Série de mesures des circuits de tests de la carte démo avec un seul câble SMA <–> U.FL IPEX du kit.

Mesure pour les composants R,L,C :
La fréquence haute ne pose pas de problème (marqueur 3), mais comme il y a une compression des points en haut de bande, je l’ai limitée à des valeurs raisonnables.
Avec ce VNA, la fréquence basse (marqueur 1) ne peut pratiquement pas descendre en dessous de 30 MHz en conservant des traces significatives, c’est pour cela que les différentes courbes ne démarrent jamais comme le montre la sérigraphie, de Z=0 (à gauche) ou R = infini (à droite) de l’axe des résistances pures.
Avant de commencer, il faut faire le calibrage avec le câble SMA <–> MMX du kit sur les Short/Open/Load de la carte.

(7) Condensateur

100 pF
Les mesures dérivent trop en dessous de 30 MHz, le marqueur 1 devrait tendre vers infini (open) à droite en baissant la fréquence.
Au-dessus de 300 MHz (marqueur 3) la partie selfique du condensateur perturbe trop les résultats, les mesures sont non significatives. ----> Inexploitable
Voir les très complexes mesures d'impédances pour L et C dans les liens,

(8) Self

8 nH (mesure douteuse). Idem, mais le le marqueur 1 devrait tendre vers Z=0 à gauche en baissant la fréquence.
Au-dessus de 70 MHz (marqueur 3) la partie capacitive de la self perturbe trop les résultats, les mesures sont non significatives. ----> Inexploitable
Il est préférable de tester les petites selfs dans un circuit LC dont on connait la valeur de la capacité.

(9) Condensateur + Résistance

100 pF + 68 k

Mèmes remarques sur les limites de fréquences

(10) Self + Condensateur

Circuit LC série 50 pF + 1 nH ---> Résonance mesurée = 272 MHz (très approximativement !)
Un circuit LC série a une impédance nulle à la fréquence de résonance ---> Les courbes montrent 2 Ohms et une composante selfique de 15 Ohms, les composants ne sont pas parfaits !

L * C = 1 / (2 * Pi * F)2 ---> En prenant L = 1 * 10-9 H et C = 50 * 10-12 F ---> L * C = 50 * 10-21
F = 1 / (2 * Pi * √L*C)) ---> F = 1 / (2 * Pi * (50 * 10-21)-2 ) =71 MHz ---> Erreur probable sur la self, à confirmer

(11) Condensateur + (L R parallèles)

100 pF + (8 nH // 68 k)

(12) Résistance // Condensateur + Self

50 Ohms // (160 nF + ? nF)

--> Suite des mesures sur la carte démo avec les deux câbles SMA <–> MMX du kit .

Si cela n'a pas été fait au début, il faut faire le calibrage complet avec les deux câble SMA <–> MMX du kit sur les Short/Open/Load + Thru de la carte.

Le montage de simples composants de surface sur une carte époxy basique sans blindage ne présageait pas des performances élevées, mais avec la limitation à du VNA à 3 GHz les résultats s’avèrent bien meilleurs que prévu.


(1) LPF 30 MHz

Filtre passif passe-bas en Pi (filtre Collins) : pieds 200 nF, tête 265 nH (à vérifier)
Fcutoff= 1 / (2 * Pi * √L*C)) = 30 MHz, avec les valeurs incertaines, mais le relevé au VNA est douteux
Low Pass Filter ----> Médiocre

(2) HPF 100 MHz

Filtre passif passe-haut en Pi : pieds 10 pH, tête 250 pF (à vérifier)
Même formule Fcutoff= 1 / (2 * Pi * √L*C)) , on trouve bien 100 MHz avec deux condensateurs, mais le relevé au VNA est douteux
High Pass Filter ---->Médiocre

(17) Atténuateur 5 dB

Valeurs calculées pour un flltre en <T> de 5 dB sur 50 Ohms : 2 * 14 + 82.4 Ohms, vérifiées à l'ohmmètre.

Il est proche de 50 Ohms, avec une composante capacitive, -5dB en bas de bande et -6dB au milieu ----> Très acceptable

(18) Atténuateur 10 dB

Valeurs calculées pour un flltre en <T> de 10 dB sur 50 Ohms : 2 * 26 + 35 Ohms , vérifiées à l'ohmmètre.
Il est voisin de 46 Ohms, avec une forte composante capacitive de -10 Ohms, -10 dB en bas de bande et -11.5 dB au milieu ----> Peut mieux faire…

(3) Filtre passe-bande 432 MHz (BPF)

La bande passante est de 12 MHz centrée sur 432 MHz (saw filter)
Il est proche de 50 Ohms avec une légère composante selfique de +3.7 Ohms ----> Très acceptable

(4) Filtre passe-fréquence (BSF) 6.5 MHz

Composant <X6.56 T>. Nous sommes dans le bas de bande du VNA !
La bande passante de ce filtre céramique est de 75 kHz, soit un rapport F/(delta F) de 6500/75 = 87, c’est un filtre assez étroit.
Problème : Il n'est pas sur 50 Ohms mais sur 37, avec une composante capacitive de -2.5 Ohms ----> Demande une meilleure adaptation.

nextion  Construction des antennes ressort

Il est important de noter que la construction d'une antenne enroulée peut sembler plus accessible que la construction d'un avion, mais cela ne signifie pas que c'est facile pour autant. Ces antennes peuvent être une alternative pratique aux dipôles ou quarts d'onde traditionnels dans certaines situations où la longueur pose un problème (17 cm en UHF). En ajoutant quelques tours à la base de l'antenne, on peut créer une self qui raccourcit la longueur totale. En continuant à enrouler, l'antenne prend la forme d'un ressort ou d'un boudin. On peut également replier le brin rayonnant pour l'adapter à un boîtier, bien que cela réduise le rendement de l'antenne. Dans tous les cas, l'utilisation d'un VNA pour accorder l'antenne est essentielle pour optimiser ses performances.

Pour créer deux ressorts identiques à spires non jointives, il est possible d'enrouler deux longs fils simultanément sur un axe, puis de les dédoubler en finale. En étirant le ressort, la fréquence, baissera d'autant plus que les spires seront séparées. Il est important de noter que le diamètre d'enroulement aura une incidence sur les performances de l'antenne. Les fils fins de moins de 1 mm de diamètre doivent être évités, car la conduction se fait en surface. On peut également utiliser du fil gainé, sachant que l'isolant ou le tube de protection PVC qui entoure le ressort auront peu d'effet sur le rayonnement, mais baisseront la fréquence de l'antenne.

---> Résultats à suivre

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nextion  Conclusion

Cette page a été créée suite aux essais de portée étranges avec mes HC12 nextion ce qui a réservé quelques surprises avec les antennes. J’ai découvert ce petit NanoVNA que j’ai beaucoup apprécié.
Il existe de nombreux documents sur le Net consacrés aux antennes et à l’abaque de Smith, à creuser si le sujet vous intéresse.
Il faut encore le répéter, l’analyseur vectoriel est un très bon outil pour mesurer par exemple des filtres, mais dans le cas des antennes, il indique bien l’adaptation, mais absolument rien sur le rayonnement et l’efficacité, il faut donc éviter les conclusions hâtives.

N’hésitez pas à m’envoyer vos remarques sur le fond (parties à compléter ou à modifier), et sur la forme (fautes de frappe…).

Je remercie Jean-François F1LVO, très expérimenté sur les mesures hyper-fréquences, pour ses avis, sa relecture critique et sa modération.

(Brouillon en cours de rédaction)

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nextion  liens

Il existe un grand nombre de pages et de Youtube sur le sujet, il faut fouiller !
Site officiel : nanorfe.com/fr
Les schémas : github.com/nanovna-v2 ... oristopo.github.io
Users group et photo de la carte : groups.io/g/nanovna-f-v2
Test : kerrywong.com

Document : wiki.electrolab.fr

De bonnes page sur le VNA :
Anciens matériels : radioamatreur belge ON5VL / VNA
Voir ses autres pages, dont : Mesures d'impédances au VNA : on5vl.org/trois-methodes-de-mesures-dimpedances-avec-un-analyseur-de-reseau-vectoriel-vna/
Le NanoVNA pour la caractérisation spectrale de dispositifs radiofréquences : connect.ed-diamond.com/Hackable/

Simulateur d'antennes : radioamateurs-france.fr

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